今天大家一起來學習一篇關于接收機的論文，論文作者是我們之前介紹的拉維教授和他的學生，論文來源于拉扎維教授的主頁。以后呢，我們試著做一個關于射頻論文的專題，通過一些對論文的學習，來提高我們的知識技能。同時把論文的原文提供給大家一起賞讀。
【射頻學堂】，擼起袖子加油干吧！
學習這篇論文之前，我們先來認識一下載波聚合Carrier Aggregation。
載波聚合Carrier Aggregation是第四代移動通信技術LTE-A的關鍵技術之一，為了滿足單用戶峰值速率和系統容量提升的要求，一種###直接的辦法就是增加系統傳輸帶寬。CA技術可以將2～5個LTE成員載波（ComponentCarrier，CC）聚合在一起，實現###大100MHz的傳輸帶寬，有效提高了上下行傳輸速率，如下圖所示。終端根據自己的能力大小決定###多可以同時利用幾個載波進行上下行傳輸。
CA功能可以支持連續或非連續載波聚合，每個載波###大可以使用的資源是110個RB。每個用戶在每個載波上使用獨立的HARQ實體，每個傳輸塊只能映射到特定的一個載波上。每個載波上面的PDCCH信道相互獨立，可以重用R8版本的設計，使用每個載波的PDCCH為每個載波的PDSCH和PUSCH信道分配資源。也可以使用CIF域利用一個載波上的PDCCH信道調度多個載波的上下行資源分配。
接下來我們一起來看看文章給的一種什么樣的接收機結構？這種接收機結構又有什么意義呢？
文章提出的接收機結構如下圖所示，圖示中的頻譜顯示了一個四載波的例子。LO的頻率fLO設置在###外層載波的中間，這樣可以將這個模塊下變頻到一個不超過35MHz的中頻上。這個正交的中頻信號在復下變頻到基帶信號之前經過低頻濾波，數字化和鏡像抑制。當然兩個ADC模塊必須數字化中頻IF組件以及帶內blocker。在參考文章2中給出的帶內blocker配置文件中，包含一個5MHz帶寬的期望信號和-40.5dBc的blocker，要求###寬的ADC動態范圍。一個64-QAM星座圖，在一個可接受的誤碼率下，要求的信噪比大約為24dB，這樣我們就可以得出：ADC所需要的###小的動態范圍DR為64.5dB。非常幸運的是，在參考文獻3中給出了一款14bit，80MHz的ADC轉換器，在Nyquist速率下，消耗的能量為31mW，所能達到的信噪比SNR為71dB，SFDR為80dB。如果運行在80MHz，這款ADC的理想采樣速率因子為8，這個時候可以達到80dB的動態范圍，這樣就為上述應用場景提供了足夠的設計冗余。
關于圖2，作者的提出的算法基于兩個原則：1，在模擬增益和相位不匹配的情況下，我們可以在頻域里簡單相乘；2，如果兩個在中頻的重疊通道，其功率為PA和PB，頻率相關的不匹配被糾正到合適的頻率。（這一段好難理解？）失配估計器中所需的操作僅使用加法器和寄存器，通過位串行算術來執行，因為a的計算速度可能與e和theta中溫度和電源引起的漂移。下變頻器中的WIF的相位由數字控制振蕩器產生，即一個累加器后跟一個查找表，產生無諧波混合。圖2所示的下變頻器就可以根據帶內載波的數量重復運行。
圖3給出了射頻前端的應用，所支持的LTE頻率從700MHZ到2700MHz。作者提出了一種帶有有源反饋的寬帶低噪聲放大器LNA，以實現較低的噪聲系數NF，可接受的輸入匹配和單端到雙端的轉換。
電路的設計應確保對于混頻器和TIA，電壓增益Inv2約為1，且Rin=50Ω。低噪聲放大器的噪聲系數為1.76分貝。
這種低噪聲放大器在低電源電壓下工作，與文獻[5]中的噪聲消除拓撲結構相比較，后者沒有如果輸入CG設備驅動平衡，則消除其噪聲混頻器和TIA（并采用不同的漏極電阻）。為了給低噪聲放大器中的反相器建立一個明確定義的偏置電流，伺服回路調整復制反相器Invrep的PMOS體電壓，從而迫使VI等于V2，從而驅動Inv rep的偏置電流朝向I REF 1該方法避免了在電路中放置偏置電流源的需要與源極串聯的逆變晶體管，允許更大的電壓凈空，因此更高的線性度。
同時，文章給出了一個設計實例，如圖4所示。圖1所示的接收機架構采用了 TSMC 45-nm 數字CMOS 工藝制作而成，采用了現有的ADC和FPGA后端進行測試，有效的芯片面積為450 um x 350 um，測試頻率為2GHz，耗散功率為15mW。
圖5和圖6給出了測試數據。
下表給出了測試性能的總結。